通过内部阻抗测量设计共模滤波器(共模EMI滤波器)

pwm

  <table cellspacing="0" cellpadding="0" width="545" border="0"><tbody><tr><td class="text" colspan="2" height="331"><span class="title4">０　摘要</span><br />　　目前，开关器件中使用的ＥＭＩ滤波器都是根据设计者个人的经验或采用试探法来设计的。输入滤波器共模部分的设计尤其是这样，它摒弃了通过正确地计算与测试来获得滤波器参数值的系统方法。本文介绍了一种严格的方法，它可估计将开关器件产生的共模噪声抑制到一定程度以下所需采用的滤波器的参数值。这种方法的基础是等效噪声发生器的共模阻抗的间接测试。<br /><span class="title4">１　引言</span><br />　　为了符合国际电磁兼容标准的要求，使用了高频开关器件的电源电子电路必须安装一个合适的ＥＭＩ滤波器，以阻止频率范围为１５０kＨｚ～３ＭＨｚ的过高的传导噪声侵入电源网络。在导线和电子设备之间的供电部分安装一个合适的无源ＥＭＩ滤波器，就可以将噪声衰减到所要求的程度。 <br />　　这种输入滤波器的设计通常采用试探法。由于不能保证得到的结果是正确的，所以这种方法往往会浪费大量的时间。选择正确的参数值之所以困难，一是因为高频时寄生参数起了主导作用，二是对噪声发生器的内部阻抗不了解。对于共模噪声来说尤为如此，因为其之大小在很大程度上取决于电路的布置和电路的寄生参数，这些都将会使滤波器衰减的预测变得更困难。<br />　　因此，要预测滤波器的效能，就需要知道器件特性以及等效噪声发生器（包括共模噪声和差模噪声）等方面的更多的信息。 <br />　　根据［３］中所描述的方法，文中介绍了一种利用对噪声源的内部共模阻抗进行间接的测试去估计由ＥＭＩ滤波器提供的共模噪声的衰减值的方法。这种方法的可行性可以通过对采用了高频开关器件的电子焊接装置的测试来得到证实。与［３］不同的是，［３］中的分析限制在一个很低的频率（４ＭＨｚ），而本文所述方法的分析频率达到了３０ＭＨｚ。这了在这个很宽的频率范围内得到可靠的预测结果，还对传导发射限值的上限和合适的解决办法作了说明。文中粗体字母代表复数形式的阻抗，标准字体的字母代表阻抗的模值。</td></tr><tr><td class="text" width="307" rowspan="2"><span class="title4">２　无源器件分析<br />２&#46;１　无源器件的特点</span><br />　　为了更好地理解这种方法的精确性，要先来了解一下无源器件的频率特性。这可以通过插入损耗测试来得到，其测试包括确定参数（Ｅ、Ｒ）电路中插入了无源器件Ｚ以后产生的衰减的测试，如图１所示。</td><td width="238" height="80"><div align="center"><img height="103" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-1&#46;gif" width="184" /></div></td></tr><tr><td class="text1" width="238" height="2">图１　插入损耗测试示意图</td></tr><tr><td class="text" colspan="2">　　事实上，对于典型５０Ω跟踪发生器和接收机来说，如果想要表述的Ｚ_串联阻抗在预定的频率范围内远大于１００Ω的Ｚ_串联值，那么不带串联阻抗Ｖ与带有串联阻抗Ｖ'的接收机输入端电压差间的比值就可直接算得阻抗的模，亦即：</td></tr><tr><td colspan="2"><div class="text1" align="center"><img height="43" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-10(gs)&#46;gif" width="200" />　　（１）</div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2">　　同样，还可以表征模值小于２５Ω的并联插入阻抗Ｚ并联：</td></tr><tr><td colspan="2" height="19"><div><p class="text1"><img height="47" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-11(gs)&#46;gif" width="200" />　　（２）</p></div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2">　　值得一提的是，这一特点在很大程度上依赖于试验装置。为了避免不想要的寄生成分的影响，测试时应该注意控制连接线长度、接地面与其它金属物体的距离等，以减小这些非理想因素的作用。<br />　　例如，下述的无源器件就可以用这种方法来表征，在１５０ｋＨｚ到３００ＭＨｚ频率范围内的电感Ｌ _１（３ｍＨ）与Ｌ_２（４００μＨ），电容Ｃ_１（４７ｎＦ）、Ｃ_２（２２０ｎＦ）与Ｃ_３（１μＦ，聚酯型）。应使用合适的插入损耗方法，即在分析频率上，阻抗大于１００Ω的电感以串联插入来表征，而阻抗小于２５Ω的电容以并联插入来表征。电感的结果参见图２，电容的结果参见图３。</td></tr><tr><td width="307"><div align="center"><img height="150" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-2&#46;gif" width="200" /></div></td><td width="238"><div align="center"><img height="154" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-3&#46;gif" width="200" /></div></td></tr><tr><td width="307" height="22"><div class="text1" align="center">图２　电感Ｌ_１和Ｌ_２高频阻抗的测试结果</div></td><td width="238" height="22"><div class="text1" align="center">图３　电容Ｃ_１、Ｃ_２和Ｃ_３高频阻抗的测试结果</div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2">　　电感Ｌ_２曲线上有一个由于点的数量有限而产生的折线角；在任何情况下，器件均有一明显的非理想特性。<br />　　还观测到，由于寄生串联电感的影响，三个电容在１００ＭＨｚ以上的阻抗是相同的。这一现象很有意思。这意味着，如果将其用作高频滤波器，将会得到相同程度的衰减。之所以如此是因为，在这个频率范围内，由于外部连接器的存在，串联寄生电感占主导地位。<br /><span class="title4">２&#46;２　寄生参数的确定</span><br />　　从被测阻抗除去这些无源器件的寄生参数值，就可以得到无源器件的等效电模型。一个工作频率能达到高频的无源元件的有效模型是很有用的，它有助于理解元件置入复杂电路后产生的影响，也有助于从电路仿真中得到可靠的结果。 <br />　　图４a说明，该电模型可表示电容Ｃ_３，其中Ｌp和Ｒp分别代表串联寄生电感和电阻（不考虑与模拟介质损耗的电容Ｃ相并联的电阻，因为它的作用只会在低的频率下体现出来）。图４ｂ示出了模型中每个寄生元件的影响：Ｃ_３－１代表了模型中参数Ｃ的值，这个值通过前述特性阻抗（图中表示为Ｃ_{３ＲＥＡＬ}）的低频渐近线可以很容易地确定；Ｃ_３－２代表的是考虑了串联电感Ｌｐ相同的电容，其串联电感的值可以通过高频渐近线来估计；最后，观察到的被测电容阻抗的谐振峰值可以来确定串联寄生电阻Ｒｐ，它由标着Ｃ_３－３的完全模型阻抗曲线示出。如前所述，确定的寄生元件值就可给出电容实际性能的满意的近似值。</td></tr><tr><td width="307"><div align="center"><img height="59" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-4a&#46;gif" width="150" /><br /><span class="text1">（a） </span></div></td><td width="238"><div align="center"><img height="163" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-4b&#46;gif" width="200" /><br /><span class="text1">（b）</span></div></td></tr><tr><td class="text1" width="307" height="49"><div align="center">图４a）　Ｃ_３的等效电模型</div></td><td width="238" height="49"><div class="text1" align="center">b）　被测阻抗Ｃ_{３ＲＥＡＬ}与不同近似值的比较：Ｃ_３－１只包含了电容Ｃ；Ｃ_３－２增加了Ｌp；Ｃ_３－３表示的是整个电模型</div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2">　　上述寄生参数的确定过程同样适用于２&#46;５mＨ（这个值经常用于共模滤波器）低频值的电感。在这种情况下，寄生元件的确定过程比建立一个满意的模型要稍复杂一些，这是因为需要考虑象扼流圈磁导率的频率变化（这种现象在共模扼流圈使用的高磁导率磁性材料中是很显著的）这样的非线性特性。然而，一个与电感（图５ａ中的Ｒｓ）并联的简单电阻就可利用一阶函数（对数据表示中的材料特性进行分析得到极点频率）来很好地近似磁导率的变化。其它需要考虑的寄生元件如图５ａ所示：Ｃｐ可模拟线圈的总电容，Ｒ_Ｌ考虑了铁芯损耗（线圈串联电阻可以被忽略，因为其影响仅限制在极低频范围）。被测阻抗（图中的Ｌ_{１ＲＥＡＬ}）与连续近似值的比较如图５ｂ所示：Ｌ_１－１代表模型中的理想电感Ｌ，它可由低频渐近线来确定；Ｌ_１－２示出了并联电容Ｃｐ后从高频渐近线得到的结果；Ｌ_１－３包括了Ｒｓ的影响；而Ｌ_１－４包括了电阻Ｒ_Ｌ。应注意到，从电的角度来说，可以在模型中使用单个的电阻。</td></tr><tr><td width="307"><div align="center"><img height="96" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-5a&#46;gif" width="72" /><br /><span class="text1">（a）</span> </div></td><td width="238"><div align="center"><img height="192" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-5b&#46;gif" width="200" /><br /><span class="text1">(b)</span> </div></td></tr><tr><td width="307" height="51"><div class="text1" align="center">图５a)　Ｌ_３的等效电模型</div></td><td width="238" height="51"><div class="text1" align="center">b）　被测阻抗Ｌ_{３ＲＥＡＬ}与不同近似值的比较：Ｌ_１－１只包含了电感Ｌ；Ｌ_１－２增加了Ｃp；Ｌ_１－３和Ｌ_１－４分别表示包含Ｒs和Ｒ_Ｌ的情况</div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2"><span class="title4">３　内部共模阻抗评估</span><br />　　相同的插入损耗测试现在可以用在等效噪声发生器阻抗的频率表征中。特别是，当使用高频电子焊接设备时（作为一个噪声发生器，其必须符合［４］的要求），主要关注其共模噪声。事实上，差模噪声可以通过测试被器件吸收的电流很容易地估算出来，而共模噪声受寄生元件和电路布置的影响很大，它通常是高频范围内的传导噪声测量的主要部分。<br /><span class="title4">３&#46;１　理论方法</span><br />　　从理论上看，噪声发生器内部阻抗的测量可由串联插入或并联插入做出，其结果的精度取决于与测量系统输入阻抗Ｒ有关的未知阻抗的值。通常，测量系统由一个与线路阻抗稳定网络（ＬＩＳＮ）连接的接收机组成，因此，该系统的共模噪声的输入阻抗要与ＬＩＳＮ的５０Ω电阻和接收机的５０Ω输入阻抗并联（在所关心的频率范围内，电抗部分的阻抗可以忽略）。</td></tr><tr><td class="text" width="307" rowspan="2">　　将一个已知共模阻抗Ｚ_ｉｎｓ串联到导线与器件（以内部阻抗Ｚ_cm和噪声发生器Ｅ_cm为特征）之间（如图６所示），就可以得到插入损耗：</td><td width="238" height="48"><div align="center"><img height="78" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-6&#46;gif" width="200" /></div></td></tr><tr><td class="text1" width="238">图６　采用串联阻抗插入法测量<br />噪声发生器共模阻抗Ｚ_cm的装置</td></tr><tr><td colspan="2"><div align="center"><img height="93" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-12(gs)&#46;gif" width="334" /></div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2">假设Ｚ_cm》Ｒ和Ｚ_ins》Ｚ_cm，就可以得到：</td></tr><tr><td colspan="2"><div align="center"><img height="51" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-15(gs)&#46;gif" width="116" /></div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2">从式（４）可以很容易得到Ｚ_cm。<br />　　另一种情况，将一个已知阻抗Z_ins并联到导线与器件（以内部阻抗Ｚ_cm和噪声发生器Ｅ_cm为特征）之间，就可以得到插入损耗： </td></tr><tr><td colspan="2"><div align="center"><img height="87" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-13(gs)&#46;gif" width="366" /></div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2">假设Ｒ》Ｚ_cm和Ｚ_cm》Ｚ_ins，就可得到：</td></tr><tr><td colspan="2"><div align="center"><img height="51" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-14(gs)&#46;gif" width="116" /></div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2">　　采用串联阻抗还是并联阻抗依赖于Ｚ_cm的期望值：如果它远大于２５Ω，那么就使用串联插入；否则要选择并联插入。在任何情况下，测试精度都可以通过检查假设的正确性来证实。<br />　　如果Ｚ_cm的模与２５Ω可比，那么使用一个已经测过其阻抗的旁路电容来减小接收机的输入阻抗是很方便的。<br />　　应注意，上述方法所基于的假设在整个传导发射频率范围内并不能很好地满足。这意味着，被测的未知阻抗Ｚ_cm只在某些频段可靠，在剩余的频段必须采用不同的外部阻抗Ｚ_ins。<br /><span class="title4">３&#46;２　测试</span><br />　　为了使上面提出的测试技术得到认可，测量了商用高频电子焊接设备的内部共模阻抗Ｚ_cm。在这种情况下，由于共模噪声主要是由电子设备到金属外壳的寄生电容引起的，所以Ｚ_cm值比Ｒ要高。因而，前述特征阻抗要遵循图６的方法用作已知串联阻抗。<br />　　最终的插入损耗测试在低于１ＭＨｚ的低频段给出的结果不能被接受，这是因为被测阻抗Ｚ_cm并没有比ＬＩＳＮ的输入阻抗（２５Ω）高很多。为了将测试系统输入阻抗在整个频率范围内减小到２Ω以下，根据上文建议，可以采用增加一个已知阻抗的并联电容（Ｃ_３）来解决这个问题。有和没有串联电感的电子焊接设备产生的被测共模噪声比较如图７所示。知道了外部阻抗Ｚ_ins后，再根据式（４），就可得到Ｚ_cm，其结果如图８所示。从与Ｚ_ins的比较可以看出，上述方法所基于的假设在１５０ｋＨｚ至３０ＭＨｚ的整个频率范围内都能很好地满足，只有在大约５ＭＨｚ的地方才不能很好地符合不等式Ｚ_cm＜＜Ｚ_ins。</td></tr><tr><td width="307"><div align="center"><img height="99" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-7&#46;gif" width="200" /></div></td><td width="238"><div align="center"><img height="140" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-8&#46;gif" width="195" /></div></td></tr><tr><td width="307"><div class="text1" align="center">图７　有和没有串联电感 Ｚ_ins<br />的焊接设备产生的共模噪声</div></td><td width="238"><div class="text1" align="center">图８　计算的Ｚ_cm和测试的Ｚ_ins</div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2">　　还观察到，当共模噪声的测试曲线是由多个点组成的时候，Ｚ_cm每十倍频用１０个值来计算，所以才会生成如此尖锐的曲线图。这种特性丢失的原因是由于图７中两种共模噪声谱的比较而产生的问题：由于峰值不总是出现在同一频率上。这样，两种情况若是需要更清楚地比较，应该在频率上有一个偏移。这种特性有待于进一步分析。<br /><span class="title4">４　衰减的预测与证实</span><br />　　一旦知道了噪声发生器的内部阻抗，那么利用式（３）就很容易预测出不同的串联特性阻抗插入所产生的插入损耗，或者由更复杂的共模滤波器所产生的衰减。 </td></tr><tr><td class="text" width="307" rowspan="2">　　所提出方法实验验证是通过预测并测试由前面分析过的设备中插入共模电感Ｌ_１所产生的插入损耗来实现的。从图９可以看出，实验结果和预测结果之差小于１０ｄＢ，而且，在中间频段所需要的近似也并不能完全地与假设相符。<br />　　这样，就有可能不用经验和试探法去设计滤波器，它不但改进了设备的传导ＥＭＩ性能，而且减少了所需的噪声。</td><td width="238" height="116"><div align="center"><img height="161" src="http://www&#46;rite-emc&#46;com&#46;cn/image/02-5-5-9&#46;gif" width="200" /></div></td></tr><tr><td width="238"><div class="text1" align="center">图９　预测和测试的ＩＬ</div></td></tr><tr><td class="text" colspan="2"><span class="title4">５　结论</span><br />　　所介绍的方法可以粗略且严格地估计出一种开关电子装置在考虑了高频特性以及滤波器的寄生参数时的共模输入阻抗，并预测插入共模滤波器所达到的插入损耗。实验结果表明，预测的插入损耗的精度大约为１０ｄＢ。<br />　　这种方法对于简化滤波器设计步骤，缩短研发周期以及优化有关国际传导发射限制的最终方法是很有帮助的。</td></tr></tbody></table>